它们与CGS、CGD、CDS的关系如下：

 

CISS=CGS+CGD(CDS 短路时)，COSS=CDS+CGD，CRSS=CGD

 

图 2 考虑寄生电容时的MOSFET模型

 

下面看一下这些寄生参数是如何影响开关速度的。如图 3，当驱动信号 Ui到来的一瞬间，由于MOSFET处于关断状态，此时CGS 和CGD上的电压分别为UGS=0， UGD=-VDD，CGS和 CGD上的电荷量分别为 QGS= 0，QGD= UGDCGD=VDDCGD。接下来 Ui通过 RG对 CGS充电，UGS逐渐升高（这个过程中，随着 UGS升高，也会伴随着 CGD的放电，但是由于VDD远大于UGS，CGD不会导致栅电流的明显增加）。当UGS达到阈值电压时，开始有电流流过MOSFET（事实上，当UGS还没有达到阈值电压时，已经有微小的电流流过 MOSFET 了），MOSFET 上承受的压降由原来的 VDD开始减小， CGD上的电压也会随之减小，那么，也就伴随着的 CGD 放电。

 

由于 CGD 上的电荷量 QGD= VDDCGD较大，所以放电的时间较长。在放电的这段时间内，栅极电流基本上用于 CGD 的放电，因此栅源电压的增加变得缓慢。放电完成后，Ui通过RG继续对CGS和CGD 充电（因为此时MOSFET已经充分导通，相当于CGS和CGD并联），直到栅源电压达到Ui，开启过程至此完成。图 4 的曲线很好地描绘了导通过程中UGS随时间变化的曲线。需要注意的是，由于驱动提供的不是电流源，所以实际上的曲线并非直线，图 4 仅代表上升趋势。

 

图 3 考虑寄生电容时的MOSFET驱动电路

 

图 4 脉冲驱动下MOSFET栅源电压上升曲线

 

同时，由上图 3 不难看出，RG越大，寄生电容的充电时间将会越长。显然，RG 太大时 MOSFET 不能在短时间内充分导通。在高速开关应用中（如 D 类功放、开关电源），这个阻值一般取几Ω到几十Ω。然而，即使是低速情况下，RG 也不宜取得太大，因为过大的RG会延长电容充电的时间，也就是MOSFET从关断到充分导通的过渡时间。这段时间内，MOSFET处于饱和状态（放大区），管子将同时承受较大的电压和电流，从而引起较大的功耗。但是 RG如果取得太小或者直接短路的话，在驱动电压到来的一瞬间，由于寄生电容上的电压为零，前级需要流过一个很大的电流，造成对前级驱动电路的冲击。

 

图 5 为高速开关应用中常见的 MOSFET 驱动电路，以一对互补的 BJT 构成射随器的形式满足驱动电流的要求。其中Q1用于开启时对寄生电容的充电，Q2用于关断时对寄生电容的放电。有时候我们需要得到更快的关断速度，通常在栅极电阻 R1 上并联一个快恢复二极管，这样的话，放电回路将经过这个二极管而不是电阻。

 

图 5 常用的高速驱动电路

 

图 6 增加泄放电阻的驱动电路

 

在实际应用中，我们通常还会在MOSFET的栅源之间并联一个几KΩ到上百K Ω的电阻（如图 6 的R2），这是为了在输入栅源电压不确定时（如前级驱动电路失效），防止 MOSFET 处于非理性状态。

 

图 7 残留电荷导致MOSFET开启的实验电路

 

我们可以做这样一个实验：连接如图 7 的电路，我们会发现，即使栅极悬空，LED 也会发光。这说明，栅源之间出现了高于阈值的电压，产生这一电压的原因是寄生电容上的残留电荷。残留电荷使得 UGS高于阈值电压但又不足以使 MOSFET 充分导通。结果是 MOSFET 工作在放大状态（饱和区），管子承受很大的功耗从而造成器件的损坏。这种现象更容易发生在低阈值电压的MOSFET 中。为了防止这种情况发生，往往通过栅源间的并联电阻泄放寄生电容上的残留电荷。