【导读】鉴于全球能源危机，当前电子设备的重点是实现高功率与低能耗的结合。因此，许多电子公司都在提高其众多产品规格中的效率标准。然而，常规的硬开关转换器几乎无法满足这些要求。
鉴于全球能源危机，当前电子设备的重点是实现高功率与低能耗的结合。因此，许多电子公司都在提高其众多产品规格中的效率标准。然而，常规的硬开关转换器几乎无法满足这些要求。所以，电源单元的开发人员已经转向诸如LLC谐振转换器之类的软开关拓扑，以提高效率并实现更高的工作频率。但是，他们必须考虑以下几个方面的问题。
谐振LLC半桥可确保整个开关设备在导通之前进行零电压开关(ZVS)(或在关断时为零电流)。因此，可以通过在每次转换期间叠加开关电流和电压来避免能量损失。利用这种电路，开关损耗可以在高频下也保持较低水平，从而减小电抗组件的尺寸。当然，较低的损耗也允许使用较小的散热器。零电压条件源于MOSFET体二极管的固有导通。在极快的负载变化期间，MOSFET可以从零电压转换为零电流开关条件。在这种情况下，高dv/dt值可能会将固有双极型晶体管切换到导通状态，这通常会导致MOSFET损坏。
LLC拓扑
LLC拓扑中半桥的基本电路包括两个机械开关：高边机械开关(Q1)和低边机械开关(Q2)。它们由电感器Lr和电容器Cr连接到变压器(参见图1)。机械开关由它们的固有二极管(D1和D2)和固有电容输出电阻(C1和C2)桥接。为了阐明它们在一般工作原理中的作用，它们在图1中分别被标示。此外，还可以看到另一个电感Lm。这是变压器的漏感，它在LLC拓扑中起着重要的作用。
图1：电感器Lr和电容器Cr连接到变压器
假设变压器的初级电感值Lm太高以至于对谐振网络没有影响，则上图所示的转换器充当串联谐振转换器。
在谐振单元中，如果输入信号的频率(fi)等于谐振频率(fr)，即LC阻抗等于零，则可实现最大放大率。转换器的工作频率范围受两个特定谐振频率值所限制。这些数值取决于电路。LLC控制器将MOSFET的开关频率(fs)设置为等于开关的谐振频率，以确保谐振的宝贵优势。
图2：寄生电气等效电路
在负载变化期间，谐振频率从最小值(fr2)变为最大值(fr1)：
当fs≥fr1时，LLC用作RC串联谐振电路。该工作原理适用于高负载，即Lm面对低阻抗的情况。相反地，对于fs≤fr2，LLC则充当RC并联谐振电路，这是低负载的情况。不过这种情况通常不会发生，因为系统随后将在ZCS(零电流开关)模式下运行。如果频率fi处于fr2 <fi <fr1的范围内，那么这两种工作原理将结合起来。
图3
如果以图形形式显示谐振单元的放大率，则会得到如图3所示的曲线，这表明了曲线形状如何根据Q值而改变。
曲线
LLC谐振转换器的工作范围受到最大放大率的限制。特别要注意的是，在fr1或fr2处无法达到最大电压放大率。实际上，实现最大放大率的频率在fr2和fr1之间。随着Q值的降低(即随着负载的降低)，最大放大频率移向fr2，并且获得了更高的最大放大率。随着Q值的提高(即负载的增加)，最大放大率的频率移向fr1，而最大放大率减小了。因此，对于谐振网络，满载是最不利的情况。
关于MOSFET，如上所述，带有LLC的谐振转换器在软开关MOSFET方面具有关键优势，而正弦输出电流可降低整个系统的发射干扰(EMC)。
图4说明了LLC转换器的典型波形，它还清楚地表明，漏极电流Ids1在变为正值之前先振荡为负值。负电流值表示体二极管正在导电。在此阶段，MOSFET的漏极-源极电压非常低，因为它取决于二极管上的压降电压。如果在体二极管的电导率实际上为零的同时进行MOSFET开关，则会发生向ZVS的过渡，从而降低了开关损耗。结果可以减小散热器的尺寸，从而提高系统的效率。
图4：LLC转换器的典型波形
如果MOSFET的开关频率fs小于fr1，则转换器上的电流呈现不同的形状。 如果这情况持续足够长的时间，以至在输出二极管上产生间歇性电流，则初级侧的电流会偏离正弦波形。
此外，如果MOSFET的固有输出电容C1和C2具有可与Cr相比的数值，则谐振频率fr也取决于组件。为避免这种情况并使fr值与所使用的组件无关，关键是在设计阶段选择大于C1和C2的Cr数值。
图5：fs_xiaoyu_fr1情况下LLC转换器的典型波形
续流和ZVS条件
针对与谐振频率有关的方程式的分析表明，谐振网络的输入阻抗在最大放大率的频率以上为电感性，而谐振网络的输入电流(Ip)则保持低于施加到谐振网络的电压(Vd)。在低于最大放大率频率时，谐振网络的输入阻抗相比之下是电容性的，并且Ip大于Vd。
在电容性范围内工作期间，在开关操作过程中，体二极管在电压方面会发生极性反转，但体二极管在这个时候仍在承载电流，这会使MOSFET承受很高的故障风险。如绿色圆圈(图6)中显示的那样，内部二极管的反向恢复时间(trr)是非常重要的。
图6：具有电容性或电感性输入阻抗的电流的时间响应
图7：从低负载到高负载的过渡
根据这一点，在从低负载过渡到高负载的期间(见图8)，控制电路(LLC控制器)应能够使MOSFET切换至ZVS模式并达到正的关断电流范围。如果这不能保证，那么MOSFET可能会在危险范围内工作。
图8：零电压_ZV_和零电流_ZC_开关区域的增益
在恒定的低负载下，系统在较低的谐振频率fr2附近运行。在这种情况下，可以保证ZVS模式和正的关断漏极电流。在负载变化后(从低到高)，开关频率应遵循新的谐振频率。如果不是这种情况(如图8中的绿线所示)，则系统状态处于范围3(ZCS范围)。 这意味着ZVS模式和正的关断漏极电流不可用。如果MOSFET关断，电流也将流过其体二极管。如果在放大图中分析从低负载到高负载的过渡，可以建立以下条件：
黑色虚线绘制了过渡过程中的理想路线，而绿线则对应于实际路线。可以看到，在从低负载到高负载的过渡期间，系统在ZCS范围内运行。这样，内部二极管的性能就变得非常重要。因此，在体二极管中恢复时间非常短的断路器，便成为了新型LLC概念的发展趋势。
评测和参考电路板
为了开发开关电源，我们建议您使用评测板或参考板来收集经验数值，它们还可用于测试带有快速体二极管的MOSFET并评估其优势。这些经验也可用于儒卓力的不同LLC拓扑型款。
STEVAL-ISA132V1评测板可在限定的时间内提供170 W的连续输出(VIN = 190 V至264 V AC，VOUT = 24 V)，峰值输出超过300W。它的架构基于不带PFC的单级LLC谐振变换器和L6699谐振控制器。它具有一些创新功能，例如自调整、可调整的空载时间、对工作模式的抗电容保护，以及可防止启动过程中发生硬开关的专有安全启动。
EVLSTNRG-170W评测板提供了通过使用PFC级以及基于STNRG388A数字控制器的LLC转换器的数字控制获得经验的可能性。在这种情况下，上游PFC级将在“增强的恒定导通时间”模式(DCM-CCM边界)下运行，而LLC转换器则在“时移控制 ”模式(TSC)下运行。该评测板的设计可提供高达170 W的连续输出，应用支持多种输出电压：主要应用为24 V(6 A)，例如12 V (2 A)用于控制器，5 V (2 A)则用于待机操作(始终开启)。
EVLCMB1-90WADP是另一个较小的输出评测板，这是专门针对笔记本电脑AC/DC适配器的典型规格而设计的19 V/90 W转换器。当然，只要在目标设计中对输出电压进行相应的调整，该评测板也可以用作进一步应用的基础。它具有较宽的电源输入范围(频率为45至65 Hz时为90 V至264 V AC)，低负载时的功耗非常低。
同样，其架构基于两阶段方法：过渡模式PFC预调节器和下游LLC半桥谐振转换器。 PFC级和LLC转换器的两个控制器都集成在STCMB1 Combo IC中。
（来源：儒卓力）
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