车环境对电子产品而言是非常苛刻的：任何连接到12V电源上的电路都必须工作在9V至16V的标称电压范围内，其它需要迫切应对的问题包括负载突降、冷车发动、电池反向、双电池助推、尖峰信号、噪声和极宽的温度范围。在负载突降时，交流发电机的输出电压迅速升高到60V或更高的电压；冷车发动指的是在低温时起动汽车，这会引起电池电压下降至6V或更低；电池反向是在激活一个没电的电池时，由于粗心地将电缆极性接反造成的。很多牵引车都配备两个串联起来的12V电池，以在寒冷的天气中帮助起动一个电池没电的汽车。这将使电气系统的电压范围提高到了28V，直到汽车起动且牵引车司机断开跨接电缆为止。

 

 

用于汽车电子产品的无源保护网络如图1所示。与此相同或类似的电路广泛用于保护与汽车 12V 总线连接的各种系统。这种网络防止高压尖峰、持续过压、电池反向和电流过度消耗造成损害。图1的电流保护作用很明显，如果负载电流超过1A的时间很长，保险丝F1就会熔化。D1与F1结合防止电池反向连接造成损害，大电流流经正向偏置的D1并烧断保险丝。电解电容器大约在额定电压的150%时有一个有趣的特性：随着终端电压的提高，这种电容消耗的电流也越来越大，就C1而言，它在输入持续升高时起箝位作用（最终烧断保险丝）。双电池助推时的电压为28V左右，这不会烧断保险丝，因为C1 25V的额定值足够高，额外消耗的电流很少。电感器增加了很小的电阻，以限制峰值故障电流以及输入瞬态的转换率，从而在存在尖峰时帮助C1实现箝位。

 

　　 

图 1：以简单性为特点的无源保护网络

 

无源网络的主要缺点是它依靠烧断保险丝来防止过流、过压和电池反向造成的损害。还有一个缺点是，它是依靠电解电容实现箝位的。这种电容器老化以后，电解质会变干，等效串联电阻（ESR）提高的特性也就消失了，这会损害箝位效果。有时D1采用大的齐纳二极管以帮助这个电容器发挥作用。人们已经设计出了有源电路来克服这些缺点。

 

 

图2显示了一个有源解决方案，该方案用于屏蔽敏感电路，使其免受变化不定的12V汽车系统的影响。采用LT1641来驱动输入N沟道 MOSFET，而上述提供无源解决方案就不具备这种附加保护：首先，LT1641在输入低于9V时断开负载，以防在低输入电压时系统失灵，并在起动时或充电系统出现故障时，减少系统向非关键负载提供宝贵的电流的机会；其次，LT1641在首次加电时逐渐升高输出电压，对负载实行软启动；第三，通过限流和定时断路器保护输出免受过载和短路影响。如果发生电流故障，断路器就以1至2Hz的速率自动重新尝试建立连接，可以设定保护电路上行线路保险丝的容限，让它在LT1641的下行线路出现电流故障时不熔化；最后，图2所示电路隔离出现在输入端的过压状态，同时提供箝位输出，以便负载电路在出现过压时能继续正常工作。

 

在12V输入的通常情况下，LT1641将MOSFET的栅极充电至大约20V以充分提升MOSFET的电压，并向负载提供电源。27V齐纳二极管D1的两端分别连接栅极与地，但是在9至16V的工作电压范围内不起作用。当输入升高到超过16V时，LT1641继续给MOSFET的栅极充电，试图保持MOSFET完全接通。如果输入升得太高，齐纳二极管就会对MOSFET的栅极箝位，并将输出电压限制在大约24V。LT1641本身在其输入端能够处理高达100V的电压，而且不受栅极箝位动作的影响。栅极箝位电路比无源解决方案的箝位电路精确得多，而且简单地通过选择一个具有合适击穿电压的D1，就可以轻松调整栅极箝位电路以满足负载要求。

 

图2所示电路在负载电流高达1A左右时工作得很好，但是就更高的负载电流而言，推荐使用图3所示电路来防止MOSFET过度消耗功率。如果过压状态持续存在，如电气系统由两个串联电池供电的时间超过通常所需时间，或负载突降后电流慢速上升以及MOSFET较小时，那么过度消耗功率是有风险的。输出由D1和D2取样，如果输入超过16.7V，那么就向“SENSE”引脚反馈一个信号，以将输出稳定在16.7V。这里的调节比图1所示电路的调节更精确，并且可以通过选择合适的齐纳二极管轻松定制，以满足负载的需求。

　　

　　

图 2：过压瞬态保护器将输出箝位在24V左右，如果输入降至低于9V就断接

 

总的功耗由“TIMER”引脚限制，这个引脚记录MOSFET调节输出所用的总时长。如果过压状态持续超过15ms，那么 LT1641就停机并允许MOSFET停止输出调节。在大约半秒钟以后，该电路尝试重新启动。这种重启周期一直持续，直到过压状态消失并恢复正常工作为止。处理过流故障的方法与图2描述的方法相同。

　　

　　

简单地增加一个串联二极管，就可以给图2或图3所示电路增加电池反向保护功能。

　　

　　

图 3：调整箝位电压以在输入浪涌上升时箝位，保护MOSFET免受功率过度消耗的影响

 

在大多数情况下，采用普通p-n二极管就可以，如果正向压降很重要，可以选择肖特基二极管。在隔离二极管中的功耗不可接受的关键应用中，图4所示的简单电路就可以解决这个问题。

　　

　　

图 4：用于图2和图3的电池反向保护

 

在正常工作情况下，MOSFET Q2的体二极管正向偏置，并传送功率至LT1641。LT1641接通时，Q2栅极获得驱动，从而完全接通。如果输入反向，那么Q3的射极就被拉低至低于地电平，Q3接通，从而将Q2的栅极拉低并保持其接近Q2的源极电平。在这种情况下，Q2保持断开状态，并隔离反向输入，使其不能到达LT1641和负载电路。微安级电流流经1MΩ电阻，到达LT1641的“GATE”引脚。

 

 

最高输入电压额定值为25V或更低的降压稳压器（如LT1616一般不考虑用于汽车应用。然而，如果与LT3012B/LT3013B等低压差（LDO）线性稳压器结合使用，在输入电压上的缺点就可以轻松克服。这种尺寸小、效率高的组合如图5所示，可以在汽车环境中提供3.3V输出。

　　

　　 

图 5：LT3013B用作电压限幅器

 

LT3013B拥有4V至80V的宽输入电压范围，并集成了电池反向保护功能，无需特殊电压限制或箝位电路，因此节省了成本和电路板面积。在以适中的负载电流工作时，LDO稳压器的效率近似等于VOUT/VIN。如果VOUT比VIN低得多，那么LDO的效率就会下降。例如，将12V 输入降至3.3V输出时，效率仅为28%。

 

在图5中，通过让LT3013B在正常输入电压范围内以低压差方式工作实现更高的效率。在这种情况下，LT3013B的输出电压设定为 24V。该LDO的输出电压仅比VIN低400mV，它以97%的效率为LT1616降压型稳压器供电，而且电压恰好在正常工作电压范围的中间。在负载突降情况下，VIN可能迅速升至高达80V，但是在VIN超过24.4V时，LT3013B将调整它的输出，并将其有效地“限制”在24V，这刚好在 LT1616开关的额定电压范围内。如果VIN上升至高于24.4V，该LDO的效率会下降，但是这种情况持续时间很短，不会产生什么不良后果。LT1616将LT3013B受到限制的输出转换为3.3V。在12V输入时，该开关的效率大约为80%。在冷车发动时，汽车的电压可能降低至5V。在这种情况下，LT1616的输入电压为4.6V，恰好处于它的工作电压范围之内。LT3013B LDO稳压器与LT1616开关结合，在不牺牲效率的前提下，可在12V汽车电气系统典型的宽工作电压范围内提供稳定的3.3V输出。

 

一个集成度更高的解决方案是LT3437。LT3437是一个200kHz的单片降压型稳压器，它的输入电压范围为3.3V至80V。其在无负载时的100uA低静态电流是今天始终保持接通系统所必需的。可以在LT3437的输入端串联一个低成本的二极管以提供电池反向保护。

 

 

电路保护往往不仅仅是选一、两个合适的器件那么简单。在设计中，首先要对可能出现的异常情况逐一分析，选择合适的保护方案。合适是指在满足保护要求的条件下，均衡成本、风险、工艺、品质以及空间诸因素所得到的优化方案。好的保护方案既能提高产品的可靠性，又能降低总体成本。合理的硬件保护，是提高汽车质量,保障汽车安全运行的有力保证。