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如何轻松地为高压反相降压-升压拓扑选择合适的线圈?

发布时间:2022-12-02 来源:ADI 责任编辑:wenwei

【导读】对于需要生成负电压轨的应用,可以考虑多种拓扑结构,如 "生成负电压的艺术" 一文所述。1但是,如果输入和/或输出端的绝对电压超过24 V,并且所需的输出电流可以达到几安,则充电泵和LDO负压稳压器将会因其低电流能力被弃用,而其电磁组件的尺寸,会导致反激式和Ćuk转换器解决方案变得相当复杂。


问题:


如何轻松地为高压反相降压-升压拓扑选择合适的线圈?


答案:


使用简化的占空比方程来绘制线圈电流纹波与电路输入电压(转换为输出电压)之间的关系,然后使用 LTspice®验证结果。


简介


对于需要生成负电压轨的应用,可以考虑多种拓扑结构,如 "生成负电压的艺术" 一文所述。1但是,如果输入和/或输出端的绝对电压超过24 V,并且所需的输出电流可以达到几安,则充电泵和LDO负压稳压器将会因其低电流能力被弃用,而其电磁组件的尺寸,会导致反激式和Ćuk转换器解决方案变得相当复杂。


因此,在这种条件下,反相降压-升压拓扑能在高效率和小尺寸之间达成较好的折衷效果。


但是,要实现这些优势,必须充分了解高压条件下反相降压-升压拓扑的工作原理。在深入研究这些细节之前,我们首先简要回顾一下反相降压-升压拓扑。然后,比较反相降压-升压拓扑、降压拓扑和升压拓扑的关键电流路径。


三种基本的非隔离拓扑


反相降压-升压拓扑属于三种基本的非隔离开关拓扑。这些拓扑结构都包括一个控制晶体管(通常是一个MOSFET)、一个二极管(可能是肖特基二极管或有源二极管,即同步MOSFET),以及一个作为储能元件的功率电感。这三个元件之间的共同连接称为开关节点。功率电感相对于开关节点的位置决定拓扑结构。


如果线圈位于开关节点和输出之间,将构成DC-DC降压转换器,我们在下文中将其简称为降压转换器。或者,如果线圈位于输入和开关节点之间,将构成DC-DC升压转换器,简称为升压转换器。最后,如果线圈位于开关节点和地(GND)之间,则构成DC-DC反相降压-升压转换器。


在每个开关周期,甚至在连续导通模式(CCM)下,所有三种拓扑包含的组件和PCB走线的电流会快速变化,导致图1c、2c和3c突出显示的噪声转移。尽可能设计较小的热回路,以降低电路辐射的电磁干扰(EMI)。这里,需要提醒大家的是,热回路并非一定是电流循环流动的物理回路。实际上,在图1、图2和图3突出显示的各个回路中,由红色和蓝色突出显示的组件和线路构成热回路,其电流急剧转换并不会发生在相同方向。


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图1. 属于热回路的组件和线路——在CCM下运行的降压转换器。


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图2. 属于热回路的组件和线路——在CCM下运行的升压转换器。


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图3. 属于热回路的组件和线路——在CCM下运行的反相降压-升压转换器。


对于图3所示的CCM下运行的反相降压-升压转换器,热回路由CINC、Q1和D1构成。与降压和升压拓扑中的热回路相比,反相降压-升压拓扑的热回路包含位于输入和输出端的组件。在这些组件中,当控制MOSFET开启时,二极管(或者,如果使用同步MOSFET,则为体二极管)的反相恢复会生成最高的di/dt和EMI。由于需要全面的布局概念来考虑控制这两个方面的辐射EMI,所以您肯定不希望通过低估在高输入和/或输出电压条件下所需的反相降压-升压电感,通过过大的线圈电流纹波生成额外的辐射EMI。对于依赖自己所熟悉的升压拓扑来确定反相降压-升压电路电感的工程师来说,他们会面临这种风险,我们可以通过比较这两种拓扑看清这一点。


高压反相降压-升压拓扑的设计考量


升压拓扑和反相降压-升压拓扑生成的绝对输出电压的幅度要高于输入电压。但是,这两种拓扑之间存在差异,可以通过CCM中各自的占空比(在公式1和公式2中提供)来突出显示。请注意,这些都是一阶近似值,未考虑通过肖特基二极管和功率MOSFET时产生的压降等影响。


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图4左侧显示的是在VIN = 12 V时,这些占空比变化的一阶近似值与|VOUT|的关系。此外,假设在这两种情况下,电源线圈的开关频率(fSW)为1 MHz,电感为1 µH,则线圈电流纹波变化与VOUT的关系如图4右侧所示。


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图4. 反相降压-升压和升压转换器中,VIN = 12 V时占空比和线圈电流纹波与|VOUT|的关系。


从图4可以看出,与升压拓扑相比,|VOUT|更低时,反相降压-升压拓扑的占空比将会超过50%:分别为12 V和24 V。大家可以参考图5加深理解。


在升压拓扑中,电感位于输入和输出之间的路径中。因此,通过功率电感(VL)的电压会并入VIN,以提供所需的VOUT。但是,在反相降压-升压拓扑中,输出电压由VL提供。在这种情况下,功率电感必须为输出端提供更多电能,这就是|VOUT|更低时,占空比却已达到50%的原因。


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图5. 线圈位置对获得输出电压的影响。


我们可以换种说法来表述,当|VOUT|/VIN比下降时,反相降压-升压拓扑的占空比降低速度要比升压拓扑慢。这是设计期间要考虑的一个重要事实,大家可以参考图6更好地了解其影响,其中已重绘占空比和线圈电流纹波的一阶近似值,但是是占空比与VIN之间的曲线。


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图6. 反相降压-升压和升压转换器中,|VOUT| = 48 V时占空比和线圈电流纹波与VIN的关系。


如图6所示,线圈电流纹波(ΔIL)与VIN和D成正比。在升压拓扑中,当VIN高于VOUT的一半时,占空比下降的速度快于VIN升高的速度,从VIN = 24 V时的50%下降到VIN = 42 V时的25%,如图6左侧图中的蓝色曲线所示。因此,对于图6右侧图所示的升压拓扑,在VIN高于24 V时,ΔIL会快速降低。


但是,对于反相降压-升压拓扑,如之前图4所示,当|VOUT|/VIN下降时,或者说,VIN增大,以提供固定的|VOUT|时,D非常缓慢地下降。图6左侧图中的绿色曲线显示了这一点,当VIN升高62.5%,从48 V升高到78 V时,占空比仅损失25%。由于D的下降不能抵消VIN的升高,线圈电流纹波会随VIN升高而大幅增加,如图6右侧图中的绿色曲线所示。


总体来说,与升压拓扑相比,反相降压-升压拓扑在高压条件下具有更高的线圈电流纹波,所以,在相同的fSW下,反相降压-升压拓扑需要更高的线圈值。我们可以借助图7,根据具体情况运用这一知识,当然,也是基于一阶近似值。


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图7. 反相降压-升压转换器中,VOUT = –12 V和–150 V时占空比和线圈电流纹波与VIN的关系。


具有宽输入电压范围和高输出电流的应用


我们考虑一下VIN = 7 V至72 V,VOUT = –12 V,电流为5 A的应用。在这个高输出电流下,我们选择使用同步控制器(LTC3896)来实现高效率。


选择电感


在CCM中使用LTC3896时,建议将ΔIL保持在IOUT,MAX(例如,为5 A时)的30%和70%之间。因此,我们在设计时,希望在整个输入电压范围内,ΔIL保持在1.5 A和3.5 A之间。此外,保持在这个推荐的范围内,也就是IOUT,MAX的30%和70%之间意味着比率最多能达到2.33,即70%除以30%,也就是输入电压范围内最高电流纹波与最低电流纹波之间的比率。如之前观察到的结果,对于反相降压-升压拓扑这类ΔIL会随VIN大幅变化的拓扑来说,这并不是一项简单的任务。


参考图7可以看出,当fSW = 1 MHz,L = 1 µH时,线圈电流纹波会在4.42 A和10.29 A之间变化,这个值太高了。要使最低ΔIL达到我们建议的下限1.5 A或IOUT,MAX的30%,我们需要将现在的值4.42 A降低三倍。我们可以将fSW设置为300 kHz,选择10 µH电感,加上FREQ引脚上的47.5 kΩ电阻来实现这一点。实际上,这会使ΔIL降低,(1 µH × 1 MHz)/(300 kHz × 10 µH) = 1/3。


由于这种降低,现在,在整个输入电压范围内,线圈电流纹波(ΔIL)会在1.5 A和3.4 A之间(IOUT,MAX的30%和68%之间)变化。我们会获得 LTC3896 数据手册最后一页所提供的电路,如图8所示。


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图8. LTC3896电路:VIN = 7 V至72 V,VOUT- = –12 V,fSW = 300 kHz。


使用LTspice验证我们的电感选择


对于线圈电流纹波,我们可以使用LTspice来仿真相同的LTC3896电路,如图9所示,以得出更准确的值。在图10中,VIN = 7 V和72 V时,ΔIL分别等于约1.45 A和3.5 A,这与之前根据图7以及降低fSW和L获取的一阶近似值一致。请注意,图10所示的线圈电流在流向RSENSE时,被视为是正电流。


使用LTspice仿真还有一个好处,可以确定运行期间的峰值线圈电流,即在最低输入电压为7 V时的电流。


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图9. 使用LTspice仿真的LTC3896电路。


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图10. 测量VIN = 7 V和72 V时ΔIL的值,使用之前的LTspice电路获取峰值线圈电流。


如图10所示,应用的峰值线圈电流接近15.4 A。获得这个值后,可以选择电流额定值足够高的功率电感。


设计采用更高的输出电压时


回到图7,在VIN的范围为12 V至40 V,VOUT = –150 V这个假设情况下,其中也提供了电流纹波值。


要注意的第一点是,在相同的fSW和L下,要得出更高的VOUT,电流纹波会大幅增高。如此高的ΔIL往往不可取,因此,与之前的示例相比,我们需要降低更多倍数,这意味着在相同的fSW下,采用更大的电感。


第二点是关于ΔIL在整个输入电压范围内的变化。在之前的示例中,VOUT = –12 V,从最低纹波到最高纹波,ΔIL只增加了约2.33倍,输入电压却增长了超过10倍。在当前的示例中,VOUT = –150 V,从最低电流纹波到最高电流纹波,ΔIL已经增大2.85倍,但输入电压只增大了3.33倍,从12 V增大到40 V。


还好,这种挑战只存在于CCM情况下。在断续导通模式(DCM)下,IOUT(MAX)的30%至70%这种限制不再适用。无论如何,在IOUT(MAX) = 5 A时,要一步将VIN = 12 V转换为VOUT = –150 V还是太过费力。在任何情况下,要进行这种电压转换时,需要的输出电流一般很低,表示我们采用DCM模式。例如,LTC3863数据手册最后一页所示的电路就是如此,如图11所示。


因为DC电流低,所以在这些情况下使用非同步控制器(例如LTC3863)就足以提供不错的效率。关于在DCM下的这种LTC3863设计,LTspice提供的LTC3863电路是一个不错的工具,可用于优化线圈选择。


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图11. LTC3863电路:VIN = 12 V至40 V,VOUT- = –150 V,fSW = 320 kHz。


结论


反相降压-升压拓扑的热回路包含位于输入和输出端的组件,所以其布局难度要高于降压拓扑和升压拓扑。


虽然与升压拓扑有些类似的地方,但在类似的应用条件下,反相降压-升压拓扑的电流纹波更高,这是因为线圈是其唯一的输出来源(如果我们忽略输出电容)。


对于具有高输入和/或输出电压的反相降压-升压应用,线圈电流纹波可能更高。为了控制电流纹波,与升压拓扑相比,反相降压-升压拓扑会使用更高的电感值。我们通过一个实例展示了如何根据应用条件来快速调节电感。


参考资料


1Frederik Dostal。 "生成负电压的艺术"。 电源系统设计,2016年1月。


来源:ADI

作者:Olivier Guillemant



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