【导读】在许多应用中，调节电路距离传感器很远。一个很好的例子是在放射性应用的恶劣环境中进行测量，其中调节电路应放置在安全区域，甚至距离 LVDT 数百米。在这些情况下，通过 5 线配置长距离传输两个次级电压可能具有挑战性。对于远离 LVDT 的调节模块，需要具有低分布电容的均衡布线。这意味着布线成本的显着增加。
在之前的文章中，我们讨论了二极管整流器解调器的操作和挑战。在本文中，我们将首先了解整流器型解调器的一般局限性。然后，我们将看到同步解调器可以解决其中的一些问题。，我们将了解 LVDT 应用中同步解调的缺点。
整流型解调器的局限性
虽然精密整流器可以弥补简单二极管整流器的挑战，但整流型解调器通常有几个缺点。使用整流器型解调器，我们需要访问 LVDT 次级的中心抽头，以对每个次级绕组两端的电压进行整流。因此，这种类型的解调仅适用于 5 线 LVDT（图 1(b)）。
图 1. (a) 4 线和(b) 5 线 LVDT。
还有其他解调方法不需要接入中心抽头，通过处理两个次级之间的电压差就可以确定铁芯位置。这些解调器允许我们使用 4 线 LVDT，如图 1(a) 所示。
拥有少数量的电气连接真的很重要吗？
在许多应用中，调节电路距离传感器很远。一个很好的例子是在放射性应用的恶劣环境中进行测量，其中调节电路应放置在安全区域，甚至距离 LVDT 数百米。在这些情况下，通过 5 线配置长距离传输两个次级电压可能具有挑战性。对于远离 LVDT 的调节模块，需要具有低分布电容的均衡布线。这意味着布线成本的显着增加。
整流型解调器的另一个缺点是它的噪声抑制能力有限。考虑一个 LVDT 传感器，其位移遵循 250 Hz 的正弦波形。图 2 中的红色曲线显示了使用典型二极管整流器获得的此 LVDT 的解调输出。
图 2
在此图中，绿色曲线表示位移 x。如您所见，输出信号看起来像 x 的放大版本，只是它有一些对应于某些高频分量的突然变化。
为了去除这些不需要的高频分量，我们可以使用截止频率略高于系统机械带宽 (250 Hz) 的低通滤波器。因此，即使使用理想的低通滤波器，所有高达 250 Hz 的频率分量都会通过滤波器而不会衰减。因此，耦合到传感器输出的任何低于 250 Hz 的噪声分量也会出现在解调器输出中。
噪声性能差是整流型解调器的主要缺点。对于长电缆，这种限制变得更加明显。噪声性能以及 5 线配置要求使该电路不适合长距离电缆运行到远程位置。下面讨论的同步解调可以解决这两个问题。
同步解调
考虑图 3 中所示的 LVDT。假设我们有 [V_{EXC} = A_pcos(2pi imes f_p imes t)]。
图 3. LVDT 示例
差分输出 ([V_{out}]) 是调幅信号，可以表示为：
[V_{out} = A_s imes x imes cos(2pi imes f_p imes t + phi)]
等式 1。
其中 x 是位移，[A_s] 是一个比例因子，它给出了给定 x 的总输出幅度。相位项 [phi] 是由初级电压和次级电压之间的 LVDT 引起的相位差。理想情况下，此相移应非常小，尤其是在制造商提供的特定频率附近。但是，我们通常需要考虑这种相移。
同步解调技术将 LVDT 差分输出乘以激励信号（或一般与激励信号同步的信号）。这给出：
[V_{demod} = V_{out} imes V_{EXC} = A_s imes x imes cos(2pi imes f_p imes t + phi) imes A_pcos(2pi 时间 f_p 时间 t)]
等式 2。
简化为：
[V_{demod} = frac{1}{2} imes A_s imes x imes A_p [cos(phi) + cos(2pi imes 2f_p imes t + phi)] ]
括号内的项是直流，但是，第二项是激励频率的两倍。因此，窄低通滤波器可以去除第二项，我们有：
[V_{filtered} = frac{1}{2} imes A_s imes x imes A_pcos(phi)]
等式 3。
这给了我们一个与位移 x 成正比的直流电压。
乘方波同步解调
我们可以使用模拟乘法器将 LVDT 输出乘以激励正弦波（公式 2）；然而，模拟乘法器价格昂贵且具有线性限制。我们可以将信号乘以与激励输入同步的方波，而不是乘以正弦波。
您可能想知道如何使用方波而不是正弦波？在 ±1 之间切换的方波可以表示为方波频率的奇次谐波处的正弦曲线的无限和。因此，频率为 [f_p] 的方波可以表示为：
[v_{squarewave}(t) = sum_{n=1, 3, 5}^{infty}frac{4}{npi}sin(2pi imes nf_p imes t) ]
当 LVDT 输出（[f_p] 处的正弦曲线）乘以方波时，方波的基波分量 [(frac{4}{pi}sin(2pi imes f_p 时间 t))] 在 [2f_p] 处产生直流分量和高频分量。如前一节所述，高频分量将被低通滤波器抑制，所需的直流分量将出现在输出端。
乘以方波的高次谐波将产生[f_p] 的偶数倍的高频分量。因此，DC 分量是出现在滤波器输出端的分量，就像将信号乘以正弦波的情况一样。乘以方波的主要优点是它可以显着简化解调器的电路实现。
同步解调器的电路实现
基于方波的同步解调器如图 4 所示。
图 4. 基于方波的同步解调器
在这种情况下，LVDT 输出的放大版本乘以方波而不是激励正弦波。方波与激励输入同步，并通过如上框图所示的“过零检测器”获得。
为了通过方波执行乘法，信号链的增益在 [±A_{amp}] 之间周期性变化（[A_{amp}] 是放大器增益）。请注意，较低的路径包含 -1 的增益。这是通过使用方波驱动开关 SW 来实现的，开关 SW 改变上下路径之间的信号路径。这实际上等效于将放大器输出乘以方波。使用一个低通滤波器来保留输出的直流项并抑制高频分量。
LVDT 同步解调器的优点
同步解调的主要优点是它的噪声性能。如上所述，同步解调将 LVDT 输出移至直流，并使用低通滤波器来保留此直流分量。低通滤波器将抑制其通带之外的所有噪声分量。
由于我们想要的信号是直流信号，我们可以使用一个窄带低通滤波器。这将限制系统带宽并允许解调器显着抑制耦合到 LVDT 输出的大部分噪声。此外，通过同步解调，我们可以使用 4 线 LVDT。
LVDT 同步解调器的缺点
尽管与整流型解调器相比，同步解调可以提供更高的抗噪性，但其输出取决于激励电压的幅度（公式 3 中的[A_p]）。因此，对于同步解调，激励输入的幅度稳定性至关重要。
另一个问题是解调器输出取决于 LVDT 传递函数的相移（公式 3 中的 [cos(phi)]）。理想情况下，该相移应该非常小；但是，它不是恒定的，会随着工作点的变化而变化。实际的解调器电路通常采用相位补偿网络来调整所产生的方波的相位。补偿网络会增加解调器的复杂性。
然而，与整流型解调器相比，这种增加的复杂性使得该电路适用于相对较长的电缆。这是因为相移项 [phi] 可用于将布线引起的延迟考虑在内。因此，相位补偿电路也可用于补偿电缆延迟并使电路适用于更长的电线。
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