【导读】在音频电路中，无源元件被用于设定电路增益、提供偏置和电源抑制、实现级间直流隔离等功能。由于便携式音频设备的局限性，其空间、高度和成本都受到了严格限制，迫使设计者必须采用小尺寸、低截面和低成本的无源元件。
使用之前，有必要对这些器件的音频效果作一番考察，不恰当的元件选择会显著降低系统的性能。一些设计者认为电阻和电容对音频质量没有什么影响，但实际情况是，很多在音频信号通道上经常使用的无源元件固有的非线性特性会带来严重的总谐波失真(THD)。有些情况下，无源器件对于系统的非线性影响甚至超出了诸如放大器和DAC之类的有源器件，而后者常常被很多设计者看作是音频性能的主要限制因素。
非线性之源
电容和电阻都存在一种所谓的电压系数效应，当元件两端的电压改变时，元件的物理特性会发生某种程度的改变，其参数值也随之改变。例如，当一个两端无电压时阻值为1.00kΩ的电阻被加以10V电压时，其实际电阻值变为1.01kΩ。这种效应随元件的类型、结构和(对于电容)化学类型的不同而有很大差异。有些制造商可以提供电压系数信息，以曲线方式给出了电容变化百分比对应额定电压变化百分比的关系。
现代薄膜电阻的电压系数已非常好，实验室条件下基本上测不到。然而，电容则差强人意，会对性能产生影响：
电压系数：如前所述。
- 介电吸收(DA)：类似于记忆效应，表现为已被放电的电容仍持有一些电荷。
- 等效串联电阻(ESR)：和频率有关，当串联耦合电容驱动低阻抗耳机或扬声器时会限制功率输出。
- 颤噪效应：一些电容有显著的压电效应，物理应力或变形会在电容两端产生电压。
- 误差较大：多数大容值电容(几µF或更大)，通常没有严格规定精度。而电阻就很容易且廉价地做到1%或2%的容差。
- 下面的讨论给出了一种测试方法，包括一个简单的测试电路和现成的音频测试设备，以便评价音频信号通道上的电容所带来的不利影响。我们的目的不是对某种尺寸、额定电压或元件类型进行取舍判定，只是想让读者了解这种现象，展示一些有代表性的结果，并提供了一种测试手段，以便进行合理的比较和判断。
测试说明
非线性交流响应很容易在电容上观察到。模拟音频(有必要加以限制)的频率响应在大多数电路模块中可分为高通、低通和带通滤波器，这些滤波器的非线性对于音频质量有显著影响。
考虑一个简单的RC高通滤波器(图1)。当频率远高于-3dB截止频率时，电容的阻抗低于电阻。当有高频交流信号通过时，只在电容两端产生很小的电压，因此电压系数所造成的变化应该很小。不过，信号电流流过电容时，会在电容的ESR上产生电压。ESR的非线性达到一定程度就会使THD恶化。
图1. 简单的高通RC滤波器
当接近-3dB截止频率时，电容和电阻的阻抗值达到同一数量级。结果是在电容两端产生明显的交流电压，同时又只对输入信号产生很小的衰减。此时，电压系数效应接近其峰值。
本测试将聚焦于-3dB截止点的THD，突显无源元件的非理想特性(主要源自于其电压系数效应)。测试电路包括一个-3dB截止频率为1kHz的高通滤波器，和一个音频分析器(Audio Precision System One)，以便观察在更换不同结构、化学成分和类型的电容时，THD+N的恶化情况。考虑到可选电容类型的多样性，选择1µF容值的电容。它和150Ω的负载电阻形成了一个1kHz截止频率的耳机滤波器。注意在本测试中被测电容两端没有直流偏压。输入和输出有相同的直流电位。
聚酯电容和参考基线
图2中的THD+N和频率的关系曲线给出了测试装置的分辨率上限，以及一种25V穿孔式聚酯电容(便携设备中不常用)的最小影响。由电压系数引起的THD即使有也不是很明显。注意到在频率低于1kHz时THD开始增加，但实际上输出信号在频率低于1kHz时也下降了，因而降低了由分析仪所记录的信号-噪声(加失真)比率。关键区域在于1kHz以上，在此区间聚酯电容的表现良好—仅能测到相对于参考基线轻微的恶化。
图2. 聚酯电容组成的无源1kHz高通滤波器的THD+N随频率的变化曲线，与参考测量对比。
钽电介质
便携设备中常可以看到钽电容，通常用作隔直电容，特别是要求电容值大于几µF时。图3所示的THD+N和频率的关系曲线对比了三种常见的表面安装型钽电容和传统的穿孔“浸渍”型钽电容(实验室中很常见)。它们同样具有1µF的容值；只是物理尺寸(外壳尺寸)和额定电压不同，见表1。本测试中电容两端没有施加直流偏压。
图3. 不同钽电容组成的无源1kHz高通滤波器的THD+N随频率变化曲线之对比
表1. 图3测试所用的表面安装型钽电容
陶瓷电介质
陶瓷电容常用于音频电路两级间的交流耦合、低音增强和滤波电路。不同类型电介质的特性如图4所示，对应的元件列于表2。
图4. 不同陶瓷电容组成的无源1kHz高通滤波器的THD+N随频率变化曲线之对比
表2. 图4测试所用的表面安装型陶瓷电容
图4也给出了一种随意选取的穿孔式陶瓷电容的特性曲线。最差情况是X5R电介质，-3dB点的THD仅为0.2%。为便于比较，可将其等同为-54dB的失真。与此同时，大多数16位音频DAC和CODEC的THD，相对于其满度输出，至少要比这个数值好一个数量级。需要注意的是，C0G电介质能够保证很低的电压系数，但它的电容值仅限于0.047µF以下。本测试要求采用1µF电容，因此C0G型电容没有被包含进来。
如何避免电容电压系数效应的影响
图5显示了一种线路输入拓扑，它采用一种新颖的交流耦合结构，允许采用比传统结构低得多的输入电容。本例中的输入电容(C1)为0.047µF，因而可以采用C0G电介质的陶瓷电容，外壳尺寸仅为1206—这种结构使电压系数引起的THD减至最小。运算放大器(应该采用具有低输入偏置电流的器件，如MAX4490)的直流反馈由两个100kΩ电阻提供。在音频频段上，直流反馈电路的影响被C2和R5削弱，因此反馈主要由R1和R2通过C1完成。各器件取图中所示数值时，-3dB截止频率为5Hz。
图5. 这种新颖的线路输入级降低了电压系数效应的不良影响。将传统的交流耦合电容插入到放大器的误差通道降低了该电容的容量要求，允许在便携式设计中选用C0G电容。
这种复合反馈有一个一阶低频响应，但在高通截止频率附近可能会被调谐成二阶响应。因此，在对图5所示的元件值作调整时，一定要特别注意其过冲和波峰。本例中的元件值可给出接近于最大平直度的高通响应函数。这个原理电路经过简单修改后很容易应用到准差分(地感应)和全差分输入级。
图6. 图5所示电路的频率响应，可看到10Hz以下为光滑的下降曲线，-3dB点为5Hz。随着频率的降低，最终的滚降速率为20dB/十倍频。
图7所示的立体声耳机驱动IC (MAX4410)采用一种创新技术，称为DirectDrive®，工作于单一正电源时，却可将输出偏置设定在0V，这样，就可以用直流耦合方式驱动耳机。它有以下一些优点：
- 省掉了大尺寸的隔直电容(100µF至470µF)，同时也消除了一个由电压系数引起的主要的THD来源。
- 更低的-3dB截止频率，现在，由输入电容和输入电阻决定，按照图7所示，大约在1.6Hz，但若采用交流耦合方式驱动16Ω耳机，要实现1.6Hz的-3dB点就需要大约6200µF的电容。此外，低频响应也不再和负载相关了。
- 省掉大尺寸电容显著节省了PCB面积。而且和MAX4410的充电泵电路中所用的1µF和2.2µF陶瓷电容相比，这种电容是很昂贵的。
- 对于一个参照于地的负载，为了使输出级能够吸收和源出负载电流，芯片产生了一个内部的负电源来驱动放大器。由于这个电源(PVSS)是正电源(VDD)的反相，可用的输出电压动态范围(接近2VDD)是传统的单电源、交流耦合耳机驱动器的两倍。
图7. 在这个立体声耳机驱动器MAX4410的典型应用电路中，设定CIN为10µF，将任何电压系数效应限制在次声波频段。输出端不再需要大容量耦合电容。
在本例中，我们已给出了一个相对简单的方法来降低输入电容的电压系数效应在音频频段的影响，那就是选用超额容值的电容。假定输入电阻为10kΩ，选用10µF陶瓷电容作为CIN。这种组合将-3dB点置于1.6Hz，这样，电压系数非线性所造成的最坏影响也要比人耳能够听到的最低频率低至少一个数量级。
再来考察一下更大容值的电容，图8对比了两种类型的100µF电容，当它们和16Ω电阻组成高通滤波器时的特性。在100Hz，-3dB频率点，两种类型的电容都会由于电压系数效应产生显著的THD。100µF钽电容在-3dB截止点产生的THD+N是0.2%，等同于图4中性能最差的陶瓷电容。利用Maxim的DirectDrive或类似技术，摒弃这些音频通道上的器件，将显著改善音频品质，在低频段尤为显著。在图8中，参考曲线出自MAX4410 (测量极限)。
图8. 采用100µF大容量电容驱动16Ω负载时的THD+N和频率关系图。两种电容(铝电解和钽电解)在100Hz的-3dB点都产生了严重的THD。Maxim的DirectDrive耳机放大器不再需要这样的输出耦合电容。
总结
无源器件会给模拟音频通带来显著的、可测量的性能恶化。这种效应很容易用标准的音频测试装置测试和评价。在已经过测试的电容类型中，铝电解和聚酯电容有最低的THD，X5R陶瓷电容的THD最差。
选择有源器件时，应注意尽可能减少模拟音频电路中交流耦合电容的数量。例如，可以采用差分信号或DirectDrive器件(如MAX4410)来馈送耳机。如果可能的话，在设计音频电路时应尽可能使用小容值电容，这样就可以使用C0G或PPS电容。为了减小交流耦合音频电路中电压系数的影响，可将-3dB点降低到远低于实际需求的位置，例如10倍频，将可能产生问题的频率限制在次声波频段。
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