中心议题：
- 介绍多输入DC/DC变换器的构成原理及PWM 控制原理
- 对多输入的DC/DC变换器进行实验并得出结论
解决方案：
- 采用多输入单输出的DC/DC变换器，抑制高次谐波，降低纹波，提高功率因数
- 优化前馈和反馈控制回路各参数，减小纹波
近些年来，仪器仪表中的电源，已广泛地应用开关式的DC/DC变换器。但是，把工频电压整流，用大电容滤波，再送给DC/DC变换器以获得所需的电压。 这种方式会使输入电流产生很大的高次谐波，从而污染了电源. 利用与DC/DC变换器相串联的有源滤波器，可消除这种高次谐波. 但是，输入电能需要经过二次处理后才送达负载，显然，使效率降低。为此，我们采用多输入单输出的DC/DC变换器。利用它，既可抑制输入电流的高次谐波，又可以降低输出电压的纹波，并使功率因数获得提高。
多输入DC/DC变换器的构成原理
图1 电路为两输入单输出的DC-DC变换器。该电路是两个共用变压器输出线圈N3的反激变换器(1～5). 其中eac为工频电源电压，CF1，CF2，LF构成高次谐波滤波器。 工频电源电压eac经桥式整流后作为上面的反激变换器的输入电压e1。下面反激变换器的输入为一直流电源，如太阳能电池、燃料电池等. 上、下反激变换器共用变压器线圈N3作为输出。 N1，N2与N3之间的电感为L，Er 为输出电压e0的期望值。
图1 两输入单输出DC-DC变换器原理图
图2示出了该电路的PWM控制器原理框图。流经变压器原边N1线圈的电流i1经检测电阻Rs(该阻值很小)形成
es = i1Rs 压降，与β1e1 经加减运算电路后得es-β1e1 并送入PWM 1控制器。 其输出Vs1作为开关管S1 的驱动信号，S1的导通时间为Ton1。它采用的是前馈控制，目的是把e1 和i1的扰动所引起的系统瞬态误差减到最小，以改善系统的瞬态响应。
图2 PWM 控制原理图
在Vs1的控制下，e1 经N1，N3变换后供负载R0取用。但仅用这样的控制，R0 两端电压e0会产生幅值很大的频率为2倍eac频率的纹波。为了消除e0的这种低频纹波，我们采用另一路反馈控制。 即把Er，β2e0经运算电路运算得Er-β2e0送入图2的PWM2控制器中。因Vs的周期Ts = 1/fs为总开关周期。显然，对PWM控制，开关频率fs为一个定值(即周期Ts固定) . 但一个周期Ts中，Ton和Toff是变化的。S1和S2的导通时间之和Ton1+Ton2 = Ton。因此，只要把Ton1与Ton取异或即可得到S2的驱动波形V s2。 其中S1的导通时间Ton1采用前馈控制. 而Ton则采用反馈控制。可以推出，i1在Ton1期间，应与工频电源电流iac的全波整流波形相似；而i2则与i1的相位相反。i0=e0/R0应是一无纹波的固定值。其中i1，i2按线圈N3进行规格化。电池EB传送到负载部分的电流与( i0-i1) 的量相当。
实验结果
i1 ，i2 的实测波形如图3 (a)，(b) 所示，可见实测与理论推断是一致的。单输入单输出的DC/DC变换器(不含EB部分) 时，eac ，iac和e0的实测波形如图4 (a) ，(b) 所示。由于采用前馈控制，iac虽有较好波形，但输出电压e0则有约280mV 的纹波。且此时电容C的容量要很大，约10000μF。可见，想用增大C的容量来减小纹波是困难的。
(a) i1实测波形(b) i2实测波形
图3 i1和i2波形
(a) eac ， iac实测波形图(b) e0实测波形图
图4 单输入单输出实测波形
垂直: eac为20V，格-1， iac为100mA，格-1；水平：5ms，格-1
图5 (a)，(b)为采用两输入单输出的DC/DC变换器时eac ，iac和e0的观测波形。此时e0的纹波抑制在80mV 左右，这个值是较小的。iac的波形基本上为正弦波，高次谐波也被抑制了。只要进一步优化前馈和反馈控制回路各参数，e0 的纹波会进一步减小。
(a) eac ， iac实测波形图(b) e0实测波形
图5 双输入单输出实测波形
垂直：eac为20 V，格-1， iac为100 mA，格-1; 水平：5 ms，格-1
结束语
由上面的分析和测量可见，采用两输入的DC/DC变换器的好处。它既抑制输入电流的高频分量，降低输出电压e0的纹波，又提高了功率因数。因此，使整个变换器的性能得到令人满意的改善。如果采用多于两个输入(如三输入以上)，可推想在抑制高频分量和降低e0纹波方面会有更好的效果。但是，其控制部分的参数必须经过优化。
