【导读】针对目前杂散电感提取方法存在的问题，本文提出了一种适用于SiC MOSFET换流回路杂散电感的提取方法，并基于SiC功率器件的开关瞬态特性测试平台对本文所提杂散电感提取方法的可行性进行了验证。与现有的间接测量方法不同，该方法是基于SiC MOSFET开关瞬态振荡频率求解换流回路杂散电感。
摘要
新能源电力系统国家重点实验室（华北电力大学）的研究人员谢宗奎、柯俊吉等，在2018年第21期《电工技术学报》上撰文指出，在基于碳化硅（SiC）MOSFET器件的高压高频变换器中，快速的开关瞬态电流变化率di/dt会作用于换流回路杂散电感上，导致SiC MOSFET器件承受较大的电气应力，增加系统电磁干扰。因此，换流回路杂散电感的准确提取对于分析器件的开关特性非常关键。
所以，该文提出了基于开关振荡频率的换流回路杂散电感提取方法，该方法具有不受杂散电阻、测量延时和平台尺寸的限制等优点。最后将该方法与现有的不同杂散电感提取方法进行了对比，验证了其有效性。
由于SiC功率器件具有电流密度高、开关速度快、导通电阻小、阻断电压高等优势[1,2]，已被逐渐应用在光伏逆变器[3]、风力发电、电动汽车[4]等领域。与硅IGBT相比，SiC MOSFET的开关速度更快，导致其对杂散电感更加敏感，在开关过程中容易带来严重的问题，如开关振荡[5]、电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）[6]和额外的功率损耗以及电气应力[7,8]。
为了预估器件在开关过程中所受电气应力，并为实际应用提供测试参考，需要对SiC MOSFET换流回路杂散电感进行准确提取。
目前，杂散电感的提取方法主要可以分为4类：解析法、数值计算法、直接测量法和间接测量法。
解析法主要是通过电感计算的理论公式，同时根据待测物体的相关参数对待测物体的杂散电感进行估算。这种方法一般只适用于极少数特定的规则导体或直流母排，而对于多段结构各异导体和器件组成的换流回路，其杂散电感通常很难进行计算[9]。
数值计算法主要依赖于有限元分析或部分元等效电路方法来解麦克斯韦方程（如ANSYS Q3D Extractor）。此方法根据被测物体的几何尺寸和材料信息来分析计算电感和电容[10-12]。
然而，当被测物体的物理结构变得复杂时，该方法不但计算时间长，而且收敛性差。此外，若仿真过程中设置的电流路径与实际的电流路径不同，就会导致仿真结果与实际值存在偏差。
直接测量法又可以分为时域反射测量和频域阻抗测量两种方法。时域反射法基于传输线理论，并从延迟时间的反射信号中提取寄生电感[13]，但复杂的实验设置、特殊硬件以及多步迭代过程限制了其应用范围。
阻抗测量方法使用阻抗分析仪对待测对象的两个端子之间的阻抗进行测量[14-16]，但这种方法目前仅限于待测对象两个端子之间的单端口测量。当其他端子保持悬空状态时，悬空端子和大地之间的感应电容会对阻抗测量造成影响，引入测量误差。此外，这种测量方法所需的测量设备较为昂贵，并且对待测对象的尺寸有所限制。
现有的间接测量法主要是根据电感的伏安特性关系进行求解，利用开通或关断漏源极电压波形和对应时间段的漏极电流波形来提取杂散电感。
根据对测量所获取的电压和电流波形进行数学处理的方法不同，又可将现有的间接测量法分为微分法[8,17]和积分法[18-20]。其中，微分法对电流波形要求较高，而实验波形通常存在高频纹波，导致不能准确获取电流变化率。
尽管积分法克服了微分法对电流波形形状十分敏感的缺点，但由于回路杂散电阻的存在，积分法积分区间选取的不同也会对杂散电感的提取结果产生影响。此外，这两种方法都需要对电压和电流进行测量。
一般情况下，电流探头都比较昂贵，而且测量带宽远低于电压探头。并且这种基于电压和电流波形的方法理论上要求电压和电流波形之间没有延时。因此这两种间接测量方法可能适用于硅IGBT器件测试平台杂散电感的提取。
但对于开关速度较快的SiC MOSFET器件而言，其开通和关断的时间都只有几十纳秒，电压和电流波形之间即使存在几纳秒的延时都会带来很大的影响，而且现有高带宽的电流探头通常尺寸较大，成本较高。
针对目前杂散电感提取方法存在的问题，本文提出了一种适用于SiC MOSFET换流回路杂散电感的提取方法，并基于SiC功率器件的开关瞬态特性测试平台对本文所提杂散电感提取方法的可行性进行了验证。与现有的间接测量方法不同，该方法是基于SiC MOSFET开关瞬态振荡频率求解换流回路杂散电感。
通过对SiC MOSFET开关过程的振荡阶段进行建模分析，推导出开关振荡频率与回路杂散电感和杂散电容之间的关系。采用外部插入分立电容来人为地改变开关振荡频率，从而构造出包含电感和电容参量的数学方程组，通过消元法求解方程组，计算出换流回路的杂散电感。
图1：测试系统框图
