开关模式 DC-DC 转换器是最高效的电源，有些器件效率可超过95%，但其代价是电源噪声，通常在较宽带宽范围内都存在噪声问题。通常用低压差线性调节器(LDO)清除供电轨中的噪声，但也需要，在功耗和增加的系统热负荷之间做出权衡。为了缓解这些问题，使用 LDO 时，可使输入和输出电压之间存在较小的压差（裕量电压）本文旨在讨论低裕量电压对电源抑制和总输出噪声的影响。

 

 

LDO 电源抑制比(PSRR)与裕量电压相关——裕量电压指输入与输出电压之差。对于固定裕量电压，PSRR 随着负载电流的提高而降低，大负载电流和小裕量电压条件下尤其如此。图 1 所示为 ADM7160 超低噪声、2.5 V 线性调节器在 200 mA 负载电流和 200 mV、300 mV、500 mV 和 1 V 裕量电压条件下的 PSRR。

 

随着裕量电压的减小，PSRR 也会减小，压差可能变得非常大。例如，在 100 kHz 下，裕量电压从 1 V 变为 500 mV，结果将使PSRR 减少 5 dB。然而，裕量电压的较小变化，从 500 mV 变为300 mV，结果会导致 PSRR 下降 18 dB 以上。

 

 

图1. ADM7160 PSRR 与裕量
 

图 2 显示了 LDO 的框图。随着负载电流的增加，PMOS 调整元件的增益会减小，它脱离饱和状态，进入三极工作区。结果使总环路增益减小，导致 PSRR 下降。裕量电压越小，增益降幅越大。随着裕量电压继续减小到一个点，此时，控制环路的增益降至 1，PSRR 降至 0 dB。

 

导致环路增益减小的另一个因素是通路中元件的电阻，包括FET的导通电阻、片内互连电阻和焊线电阻。可以根据压差推算出该电阻。例如，采用 WLCSP 封装的 ADM7160 在 200 mA 下的最大压差为 200 mV。利用欧姆定律，调整元件的电阻约为 1 Ω，可以把调整元件近似地当作固定电阻与可变电阻之和。

 

流过该电阻的负载电流导致的压差减去 FET 的漏极源极工作电压。例如，在 1 Ω FET 条件下，200 mA 的负载电流会使漏极源极电压下降 200 mV。在估算裕量为 500 mV 或 1 V 的 LDO 的PSRR 时，必须考虑调整元件上的压差，因为调整 FET 的工作电压实际上只有 300 mV 或 800 mV。

 

图 2. 低压差调节器的框图
 

 

客户通常要求应用工程师帮助他们选择合适的 LDO，以便在负载电流 Z 条件下从输入电压 Y 产生低噪声电压 X，但在设置这些参数时，往往忽略了输入和输出电压容差这个因素。随着裕量电压值变得越来越小，输入和输出电压的容差可能对工作条件造成巨大的影响。输入和输出电压的最差条件容差始终会导致裕量电压下降。例如，最差条件下的输出电压可能高 1.5%，输入电压可能低 3%。当通过一个 3.8 V 源驱动 3.3 V 的调节器时，最差条件裕量电压为 336.5 mV，远低于预期值 500 mV。在最差条件负载电流为 200 mA 的情况下，调整 FET 的漏极源极电压只有 136.5 mV。在这种情况下，ADM7160 的 PSRR 可能远远低于标称值 55 dB（10 mA 时）。

 

 

客户经常会就 LDO 在压差模式下的 PSRR 请教应用工程师。开始时，这似乎是个合理的问题，但只要看看简化的框图，就知道这个问题毫无意义。当 LDO 工作于压差模式时，调整 FET 的可变电阻部分为零，输出电压等于输入电压与通过调整 FET 的RDSON 的负载电流导致的压降之差。LDO 不进行调节，而且没有增益来抑制输入端的噪声；只是充当一个电阻。FET 的 RDSON与输出电容一起形成一个 RC 滤波器，提供少量残余 PSRR，但一个简单的电阻或铁氧体磁珠即可完成同一任务，而且更加经济高效。

 

 

在低裕量工作模式下，需要考虑裕量电压对 PSRR 的影响，否则，会导致输出电压噪声水平高于预期。如图 3 所示的 PSRR与裕量电压关系曲线通常可在数据手册中找到，而且可以用来确定给定条件下可以实现的噪声抑制量。

 

图 3. PSRR 与裕量电压的关系
 

然而，有时候，通过展示 LDO 的 PSRR 如何有效滤除源电压中的噪声，可以更加容易地看到这种信息的利用价值。下面的曲线图展示了 LDO 在不同裕量电压下时，对总输出噪声的影响。

 

图 4 展示的是 2.5 V ADM7160 在 500 mV 裕量和 100 mA 负载条件下，相对于 E3631A 台式电源的输出噪声，该台式电源在 20 Hz至 20 MHz 范围内的额定噪声低于 350 μV-rms。1 kHz 以下的许多杂散为与 60 Hz 线路频率整流相关的谐波。10 kHz 以上的宽杂散来自产生最终输出电压的 DC-DC 转换器。1 MHz 以上的杂散源于环境中与电源噪声不相关的 RF 源。在 10 Hz 至 100 kHz范围内，这些测试所用电源的实测噪声为 56 μV rms，含杂散为104 μV。LDO 抑制电源上的所有噪声，输出噪声约为 9 μV-rms。

 

图 4. ADM7160 噪声频谱密度（裕量为 500 mV）
 

当裕量电压降至 200 mV 时，随着高频 PSRR 接近 0 dB，100 kHz以上的噪声杂散开始穿过噪底。噪声略升至 10.8 μV rms。随着裕量降至 150 mV，整流谐波开始影响输出噪声，后者升至 12 μV rms。在大约 250 kHz 处出现幅度适中的峰值，因而尽管总噪声的增加量并不大，但敏感电路也可能受到不利影响。随着裕量电压进一步下降，性能受到影响，与整流相关的杂散开始在噪声频谱中显现出来。图 5 所示为 100-mV 裕量条件下的输出。噪声已上升至 12.5 μV rms。谐波所含能量极少，因此，杂散噪声只是略有增加，为 12.7 μV rms。

 

图 5. ADM7160 噪声频谱密度（裕量为 100 mV）
 

当裕量为 75 mV 时，输出噪声受到严重影响，整流谐波出现在整个频谱中。Rms 噪声升至 18 μV rms，噪声与杂散之和升至 27μV rms。超过~200 kHz 范围的噪声被衰减，因为 LDO 环路无增益，充当一个无源 RC 滤波器。当裕量为 65 mV 时，ADM7160采用压差工作模式。如图 6 所示，ADM7160 的输出电压噪声实际上与输入噪声相同。现在，rms 噪声为 53 μV rms，噪声与杂散之和为 109 μV rms。超过~100 kHz 范围的噪声被衰减，因为LDO 充当一个无源 RC 滤波器。

 

图 6. ADM7160 在压差模式下的噪声频谱密度
 

 

如 ADM7150 超低噪声、高 PSRR 调节器一类的新型 LDO 实际上级联了两个 LDO，因此，结果得到的 PSRR 约为各个级之和。这些 LDO 要求略高的裕量电压，但能够在 1 MHz 条件下实现超过 60 dB 的 PSRR，较低频率下，PSRR 可以远超 100 dB。图 7 所示为一个 5 V 的 ADM7150 的噪声频谱密度，其负载电流为 500 mA，裕量为 800 mV。10 Hz 至 100 kHz 范围内，输出噪声为 2.2 μV rms。随着裕量降至 600 mV，整流谐波开始显现，但当输出噪声升至 2.3 μV rms 时，其对噪声的影响很小。

 

图7. ADM7150 噪声频谱密度（裕量为 800 mV）
 

当裕量为 500 mV 时，可在 12 kHz 处明显看到整流谐波和峰值，如图 8 所示。输出电压噪声升至 3.9 μV rms。

 

图 8. ADM7150 噪声频谱密度（裕量为 500 mV）
 

当裕量为 350 mV 时，LDO 采用压差工作模式。此时，LDO 再也不能调节输出电压，充当一个电阻，输出噪声升至近 76 μVrms，如图 9 所示。只有 FET 的 RDSON和输出端的电容形成的极点衰减输入噪声。

 

图 9. ADM7150 在压差模式下的噪声频谱密度
 

 

现代 LDO 越来越多地用于清除供电轨中的噪声，这些供电轨通常通过可以在较宽频谱下产生噪声的开关调节器实现。开关调节器以超高的效率形成这些电压轨，但本身耗能的 LDO 既会减少噪声，也会导致效率下降。因此，应尽量降低 LDO 的工作裕量电压。

 

如前所述，LDO 的 PSRR 为负载电流和裕量电压的函数，会随负载电流的增加或裕量电压的减少而减少，因为，在调整管的工作点从饱和工作区移至三极工作区时，环路增益会下降。

 

通过考虑输入源噪声特性、PSRR 和最差条件容差，设计师可以优化功耗和输出噪声，为敏感型模拟电路打造出高效的低噪声电源。

 

在裕量电压超低的条件下，输入和输出电压的最差条件容差可能对 PSRR 形成影响。在设计时充分考虑最差条件容差可以确保可靠的设计，否则设计的具有较低的 PSRR 的电源解决方案，其总噪声也会高于预期。


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