汽车电源产生可怕的瞬态，可以轻而易举地摧毁遭遇瞬态的车载电子器件。随着时间推移，汽车中的电子器件迅速增多，对于各种已注意到的故障，汽车制造商该遇到的都遇到了，因此编辑了一份导致这些已注意到的故障之电源瞬态目录。制造商已经独立制定了标准和测试程序，以防止敏感电子器件受瞬态事件损害。不过，汽车制造商最近又与国际标准化组织（ISO）合作制定了ISO 7637-2和ISO 16750-2标准，这些标准描述了可能发生的瞬态，并规定了测试方法以模拟这些瞬态。

 

 

ISO7637名为“公路车辆——来自传导及耦合的电气干扰”，是一种电磁干扰兼容性（EMC）规范。本文探讨这个文件3个组成部分的第二部分ISO 7637-2，标题为“第二部分：仅沿电源线传导的电气瞬态”。

 

尽管ISO 7637主要是一种EMC规范，但是2011年之前，该规范也包括与电源质量有关的瞬态部分。2011年，与电源质量而不是EMC有关的那些部分转移到了ISO 16750“公路车辆——电气与电子设备的环境条件与测试”中，成为ISO 16750五个组成部分的第二部分：“第二部分：电气负载”。

 

尽管大多数制造商仍然遵循自己的规范和要求而不是严格遵循ISO 7637-2和ISO 16750-2，但发展趋势是，制造商的规范更加严格地遵循ISO标准，与ISO标准相比仅有微小变化。

 

ISO 7637-2和ISO 16750-2提供面向12V和24V系统的规范。为简单起见，本文仅讨论12V规范，并针对连接到汽车12V电源的电子器件提供一种保护电路。

 

 

负载突降是最具挑战性的电源瞬态，因为这一瞬态事件中涉及很高的能量。当交流发电机给电池充电，以及电池连接缺失时，就发生负载突降事件。

 

 

最初，汽车中的交流发电机是没有箝位的，在负载突降时可能产生异常高的电压，对12V系统而言大约为100V。较新的交流发电机从内部箝位，以在负载突降时，将最高电压限制到较低的值。因为存在较老的交流发电机，而一些新的交流发电机也不包含内部箝位，所以ISO 16750-2中的负载突降规范分成了“测试A——没有集中式负载突降抑制”和“测试B——有集中式负载突降抑制”。

 

图1所示原理图显示了一个由交流发电机的3相定子绕组和6个二极管组成的整流器构成之电路，该电路将定子的AC输出转换成DC，以给电池充电。当电池连接缺失时，所产生的电流如图2所示。因为没有电池吸收定子的电流，所以输出电压会像未箝位负载突降时所能看到的那样，急剧上升至非常高的值，如ISO 16750-2规范中给出的图3所示。这种情况对应于“测试A——没有集中式负载突降抑制”中未箝位的交流发电机的情况。

 

图1：标准交流发电机的3相定子绕组和6个二极管组成的整流器产生一个DC输出电压

 

 图2：未箝位负载突降：如果充电时电池连接缺失，交流发电机的输出电压可能迅速上升至100V。

 

图3：ISO 16750-2规范（“测试A”）中描述的未箝位负载突降脉冲波形

 

 

较新的交流发电机使用雪崩二极管，这种二极管很好地规定了反向击穿电压，可在负载突降时限制最高电压。图4显示，在使用6个雪崩二极管整流器的箝位交流发电机中，出现负载突降故障时的电流流动情况。如果汽车制造商强制采用箝位的交流发电机，那么“测试B——有集中式负载突降抑制”就适用。图5显示了ISO 16750-2中“测试B”的箝位波形。尽管ISO 16750-2针对箝位情况规定了35V最高电压，但是要知道，很多制造商在这一点上偏离了ISO 16750-2，而提供自己的最高电压规范。

 

图4：箝位负载突降：内部箝位的交流发电机使用之二极管很好地规定了反向击穿电压，可在负载突降时将输出电压限制到35V。

 

图5：箝位的交流发电机负载突降脉冲波形

 

另外要知道，当负载突降规范属于ISO 7637-2的组成部分时，仅规定了一个脉冲。但是当负载突降规范2011年转移到ISO 16750-2中时，最低测试要求增加到包括多个脉冲，且脉冲之间的时间间隔为1分钟。

 

 

在ISO 16750-2中，“测试A”和“测试B”中交流发电机的内部电阻Ri规定为0.5Ω至4Ω。这限制了提供给保护电路的最大能量。

 

不过，针对ISO 16750-2负载突降瞬态实施保护的人常常忽视的一个事实是：内部电阻Ri不是与35V箝位电压串联的。Ri实际上出现在雪崩二极管之前，如图6所示。

 

图6：如果车载电子器件由击穿电压低于交流发电机箝位电压的TVS二极管保护，那么TVS二极管将被迫吸收交流发电机的所有能量。

 

如果车载电子器件局部上由并联器件保护，例如击穿电压低于35V的TVS二极管，那么TVS也许会被迫吸收交流发电机的能量。在这种情况下，交流发电机的内部箝位几乎没什么用处。负载突降的全部能量都传递给了车载电子器件的TVS。有时在电子器件和TVS二极管之前放置一个串联电阻器，但不幸的是，即使在正常运行时，电阻器也会引入压降和额外的功耗。

 

 

一种更好的解决方案是使用一个串联的有源保护器件，例如LTC4380低静态电流浪涌抑制器。LTC4380的方框图如图7所示。完整的汽车保护解决方案如图8所示。

 

图7：LTC4380浪涌抑制器的方框图

 

图8：基于LTC4380的电路针对ISO 16750-2和ISO 7637-2瞬态保护下游电子器件，同时提供高达4A的输出电流。

 

从本质上看，浪涌抑制器无需依靠交流发电机的内部电阻，就可针对负载突降以及ISO 16750-2和ISO 7637-2中规定的其他情况保护下游电子器件。图8所示浪涌抑制器解决方案提供不间断电源，同时依靠箝位的交流发电机运行。此外，如果遭遇未箝位的交流发电机导致的负载突降情况，这个解决方案不会被损坏。在未箝位的情况下，浪涌抑制器可以关断，以保护自身，然后在冷却期之后自动重新向负载供电。需要提到的重要一点是，电源仅在存在多个同时发生的故障时才关断：不恰当地安装了未箝位的交流发电机和充电时电池连接缺失。

 

 

图8中的设计针对ISO 16750-2和ISO 7637-2瞬态保护下游电子器件，同时提供高达4A的输出电流。同时，该设计还保护上游系统免受过流事件影响，例如下游电子器件中的短路故障等情况引起的过流事件。做到这些的同时，该解决方案还消耗极小的35µA静态电流。新式汽车即使未运行时，也有无数负载消耗着电池电量，因此极小的静态电流是一个重要的考虑因素。

 

这一保护解决方案基于LTC4380低电源电流浪涌抑制器，在输入电压最高达100V时，可将输出电压限制到22.7V，因此可针对ISO 16750-2负载突降以及ISO 7637-2脉冲1、2a、2b、3a和3b提供充分的保护。该解决方案还在电池反向的情况下防止电流流动，并在ISO 16750-2附加的1级严重性情况下之交流电压测试中，提供连续供电，在1级严重性时，峰值至峰值AC电压为1V。（存在较高的AC电压时，也许暂时关断电源。）当输入电压降至4V时，会向负载连续供电，以满足ISO 16750-2的最低电源电压要求。

 

在这个电路中，通过限制功耗较大情况的持续时间来保护MOSFET，例如输入电压在负载突降时迅速升高或输出短路至地的情况。如果故障超出ISO 16750-2和ISO 7637-2中规定的条件范围，MOSFET M2就关断，以保护电路，并在恰当的延迟时间后重新加电。

 

例如，一个持续的100V输入电压或下游短路故障会导致浪涌抑制器通过限制M2中的电流来进行自我保护，然后如果故障持续，就彻底关断M2。与分流型保护相比，这种方法有显著优势，分流型保护必须连续消耗功率，最好情况下会熔断保险丝，而最坏情况下会着火。

 

 

为了理解图8所示电路的运行，我们对LTC4380进行一下简化描述。在正常工作时，LTC4380的内部充电泵驱动GATE引脚以提高M2的电平。GATE端的电压被箝位到高于地电平最多35V（当SEL = 0V），因此将M2的源极输出电压限制到低于35V。

 

图8所示电路进一步改进了这个电压限制，通过增加一个22V雪崩二极管D3，结合R6、R7、R8和Q2，就可将输出电压稳定为雪崩二极管电压的最大值22V加上Q2约为0.7V的基射电压。当输出电压超过22V + 0.7V = 22.7V时，Q2略微下拉M2的GATE，以将M2的源极和输出电压稳定在22.7V上。

 

 

MOSFET M1与D1、D2、R1、R3、R4和Q1相结合，保护电路免受反向电压情况影响。当输入降至低于地时，Q1将M1的栅极下拉至负输入电压，保持MOSFET处于关断状态。当电池反向连接时，这可防止出现反向电流，并保护输出免受负输入电压影响。

 

当输入为正时，D2和R3允许LTC4380的内部充电泵在正常工作时提高M1的电平，以便M1有效地成为一个简单的通过器件，从而在NXP PSMN4R8-100BSE中消耗低于I2R = (4A)2 • 4.1mΩ = 66mW的功率。

 

 

当输入电压为高电平时，通过控制MOSFET M2将这个电路的输出电压限制到安全水平。这会产生很大的功耗，因为M2两端的电压下降了，同时在输出端还要向负载提供电流。

 

如果输入遭遇了持续的过压情况，或者在电路输出端的车载电子器件中发生了过流故障，那么经过定时器网络配置的时间间隔后，就通过关断来保护M2，定时器网络由R13、R14、R15、C4、C5、C6和C14组成。当M2处于电流限制状态时，LTC4380 TMR引脚的输出电流与MOSFET M2两端的电压成比例。

 

实际上，TMR电流与MOSFET M2中消耗的功率成比例。TMR引脚端的电阻器/电容器网络与MOSFET的瞬态热阻电气模型类似。这个网络用来限制MOSFET温度上升的最大值，以使MOSFET保持在规定的安全工作区之内。

 

因为在漏源电压很高时，可允许的MOSFET SOA电流降低，所以当IN至OUT电压超过20V加上Q3的基射电压时，20V雪崩二极管D6与R9、R11和Q3一起为定时器网络提供额外的电流。4.7V雪崩二极管D7与Q4、R12和C3一起，防止这一额外的电流将TMR引脚拉至高于规定的5V最高电压。

 

当输入上升至高电压时，这个SOA跟踪电路允许仍然给输出安全供电。不过，如果大功率故障情况持续太长时间，该电路就通过关断M2实行自我保护。

 

 

LTC4380 TMR引脚端的电阻器/电容器网络针对快于约1秒的事件提供保护。就较慢速的事件而言，连接到LTC4380 ON引脚的电路限制M2的外壳温度。

 

热敏电阻器RPTC是一种小型表面贴装0402尺寸的器件，在115℃时电阻为4.7k。高于115℃时，其电阻随温度变化呈指数上升。为了防止定时器网络错误地对这个功率倍增器的偏移进行积分，在M2的漏源电压达到0.7V之前，LTC4380在TMR引脚端不产生定时器电流。在4A、0.7V时，MOSFET可能连续消耗0.7V x 4A = 2.8W功率，而TMR网络不会检测到MOSFET的温度上升。如果MOSFET M2的外壳温度超过115℃，PTC电阻器RPTC就与电阻器R17至R21以及晶体管Q5A、Q5B、Q6A、Q7A和Q7B一起关断电路。

 

不必因过热保护电路中的器件数量而感到沮丧。总体解决方案相对容易实现，由占用很少电路板面积的小型器件组成。这个电路是自偏置的，当RPTC等于R20的4.75kΩ电阻值时，电路是平衡的。当靠近M2放置的RPTC之温度超过115℃时，其电阻增大，并导致流经Q5B的电流大于流经Q5A的电流。因为这导致经过R17的电流大于经过R18的电流，所以Q8A的基极电压上升，Q8A的集电极将LTC4380的ON引脚拉低，从而关断M2。在较低温度时，Q5A的电流大于Q5B的电流，Q8A仍然保持关断，从而允许ON引脚的内部上拉电路保持ON引脚为高电平。请注意，通过连接成二极管的器件Q8B，ON引脚的电流被用作这个自偏置电路的启动电流。

 

 

ISO 16750-2和ISO 7637-2规范描述了汽车系统中可能发生的富挑战性之电气瞬态。LTC4380低静态电流浪涌抑制器可用来针对这类瞬态保护车载电子器件，这类瞬态包括箝位和未箝位的负载突降脉冲。面对来自新式箝位交流发电机的负载突降脉冲时，本文给出的电路提供不间断运行。面对更加极端的未箝位负载突降脉冲时，该电路关断以保护下游电子器件。结果是，为吸取高达4A电源电流的电子器件提供了一款符合ISO 16750-2和ISO 7637-2要求的坚固型解决方案。