随着汽车启停技术(空闲状态自动关闭引擎)应用的普及，越来越多的车载系统要求能够工作在较低的输入电压，低压输入往往发生在热启动(电池电压低于6V)或冷启动(电池电压低于3V)条件下。图1介绍了常见的汽车系统供电架构方案。

 

在一些主电源为3.3V的供电系统中，前端采用低压差的buck转换器即可满足要求(CASE 1)。需要时，可以选择一路boost转换器将3.3V升压到5V (例如为CAN总线收发器供电)或更高电压(CASE2)。有些系统采用5V或更高电压供电，此时需要在前端进行“预升压”，保证buck的输入电压不会低于指定电压(CASE 3)，本设计适用于后者。

 

图1. 汽车电源方案。

 

汽车设计中，低电磁辐射也是一项重要的考核指标，特别是在敏感的AM频段。本设计中，电源的开关工作频率远高于AM频段(例如：开关频率在1.71MHz以上，位于MW频段的高端)，进而解决了干扰问题。较高的开关频率也有助于减少系统尺寸，降低外围元件的成本。

 

图2是开关电源的原理图，MAX15005升压控制器与MAX16952降压控制器相组合，配合外围电路提供合理的车载系统供电方案。两款IC均同步到控处理器或专用IC提供的外部2MHz时钟，便于优化电源的开关频率。电池正常供电的条件下，MAX15005不工作，通过MAX16952提供稳定的8V OUTB电压。冷启动时，由于电池电压降低，则通过MAX15005提升节点OUTA的电压，确保MAX16952提供稳定的8V OUTB电压。两款IC的高可靠性，可以满足汽车环境中高达40V的抛负载。该方案已经通过测试，在OUTB节点提供高达20W的输出功率(8V@2.5A)。更换外围电路，可以获得更高的输出功率。

 

图2. 开关电源原理图。

 

 

为了在OUTB端获得稳定的8V输出，需要合理选择反馈分压电阻(R22和R21)。选择R22 = 51KΩ (MAX16952数据资料推荐低边电阻R22 < 100kΩ)，R21根据下式计算：

 

(式1)

 

式中，VFB = 1V (典型值)。

 

选择标准阻值R22 = 360kΩ ，典型输出电压为：

 

(式2)

 

假设阻值误差为1%，最小和最大OUTB输出电压为：

 

(式3)

 

(式4)

 

其中，VFB(MIN) = 0.985V，VFB(MAX) = 1.015V。

 

按照规格书推荐，外部时钟频率必须高于MAX16952内部时钟频率的1.1倍。由于我们采用2MHz外部时钟同步MAX16952的开关频率，须合理选择内部振荡器阻抗R16，控制内部开关频率<1.8MHz。本设计中，R16选择为30kΩ。为确保MAX16952开关频率固定在2MHz，必须避免发生电压跌落。MAX16952只有在关断时间(tOFF)>100ns (典型值)时，才可避免电压跌落的情况，这意味着系统不能超出最大占空比：

 

(式5)

 

考虑到降压转换器的效率为90%，保证工作在2MHz固定开关频率的最小输入电压(OUTA)是：

 

(式6)

 

这意味着OUTA电压不能低于11.11V阈值。为保证OUTA电压始终高于11.11V，当电池电压(IN节点)低于11.5V时，需要开启MAX15005工作(考虑到L1、D2肖特基二极管的压降，留出大约390mV的裕量)。

 

达到40V抛负载峰值电压时，OUTA达到其高压点，MAX16952必须将输出电压稳定在8V。因此，发生抛负载期间，MAX16952占空比为：

 

(式7)

 

MAX16952的最小开启时间(tON)为80ns，因此最小占空比(2MHz开关频率下)为：

 

(式8)

 

0.16最小占空比可确保抛负载条件下(输入电压高达40V时)提供稳定的8V输出。

 

 

图3. MAX16952电感电流。

 

使用大电感可以降低电感电流峰值，提高降压转换器的效率；但也占用更大的电路板(PCB)面积，降低负载调整率。一种可以接受的折中方法是选择适当的电感值，使LIR (电感AC电流峰-峰值与DC平均电流的比值) ≤ 0.3。基于图3，利用下式计算：

 

(式9)

 

(式10)

 

(式11)

 

根据以上方程组，可以得到电感计算公式：

 

(式12)

 

由此，常规条件下(OUTA = 12V)满足LIR ≤ 0.3的最小电感值为：

 

(式13)

 

选择标准电感L2 = 2.2µH，LIR = 0.24，电感峰值电流为：

 

(式14)

 

当测流电阻R20的电压达到68mV (最小值)时，达到电流上限。为了留出一定裕量，选择检流电阻时，应使电感电流达到峰值(IPEAK)时，检流电阻的压降是电流门限的60%：

 

(式15)

 

R20选择为15mΩ标准电阻。

 

 

选择MAX15005升压转换器外围元件的第一步是确定UVLO阈值，通过选择输入IN、ON/OFF、GND之间的分压电阻设定欠压门限。本设计当输入电压< 5V时，关闭MAX15005，假设冷启动期间能够保持在较高电压。选择R5 = 100kΩ，利用下式计算R4：

 

(式16)

 

R4选择为300kΩ标准电阻。

 

 

按照前面有关MAX16952的讨论，OUTA不能低于11.11V，以保持MAX16952的最小压差要求。考虑到该电压阈值，以及L1、D2产生的压降，MAX1005必须在输入电压低于11.5V时开启。而为了优化效率，正常输入电压(IN=12V)下，MAX15005必须关闭。

 

为了达到这一目的，利用IN、OVI、GND引脚之间的分压电阻设置过压门限，正确开启或关闭MAX15005。MAX15005在OVI引脚电压超过1.228V阈值时关闭，OVI引脚电压比1.228V阈值电压低125mV时，再次开启。选择低边电阻R2 = 20kΩ，考虑到在输入电压高于11.6V时MAX15005关断，按照下式选择R1：

 

(式17)

 

选择R1为170kΩ标准电阻，则当主电源超出11.67V时关断MAX15005，相对于常规电压12V，预留330mV的裕量。考虑到OVI比较器的滞回，可以按照下式估算电压下限，即当主电源电压下降到下式决定的数值时开启MAX15005：

 

(式18)

 

由此可见，比较器的滞回过大，需要将主电源的电压跌落门限调整到至少11.5V。可以在OVI引脚与SS引脚之间增加一个串联电阻R3和肖特基二极管D1。当关断MAX15005时，SS引脚在内部接地，使得R3与R2并联，从而减小滞回。选择R3 = 180kΩ，忽略二极管压降，则可得到新的电压跌落阈值：

 

(式19)

 

按照这一配置，可以得到所要求的开启/关闭MAX15005的输入电压阈值。另一方法可以使用外部比较器监测主电压，用其直接驱动OVI引脚。

 

 

图4. MAX15005电感电流。

 

为了维持2MHz的开关频率，须注意tON最小值为170ns (参见MAX15005数据资料)。最小tON对应于34%的最小占空比(2MHz开关频率下)，这限制了MAX15005的最小稳压输出。估算电压阈值时，有必要考虑boost稳压器的占空比公式：

 

(式20)

 

当输入电压VIN达到最大值11.67V时，对应于最小占空比，且MAX15005保持工作。按照之前的公式可以估算MAX15005的最小稳压输出：

 

(式21)

 

计算考虑了最小占空比、最大输入电压条件，假设D2压降为0.3V，忽略NMOS管N1上的压降。由此，MAX15005必须将输出电压稳定在17.38V以上，以保证任何条件下维持2MHz的开关频率。

 

选择低边反馈电阻R13 = 10kΩ，计算高边反馈电阻R14：

 

(式22)

 

其中，VFB(MIN) = 1.215V。

 

最后，选择R14 = 137kΩ (1%误差)，MAX15005最小稳压输出为：

 

(式23)

 

可确保MAX15005始终工作在2MHz开关频率。
 

假设MAX16952的输出功率为20W (8V，2.5A)、效率为90%，MAX15005的输出功率必须在至少22.3W。考虑到17.53V的稳压输出，MAX15005的平均输出电流为1.27A。如果MAX15005输出电压设置在更高值，则会降低输出电流。D2可以选用低成本的肖特基二极管，输出电容C7必须能够支持MAX15005的稳压输出。

 

 

为了保证MAX15005开关频率的外同步，外部时钟频率必须比内部振荡频率高出至少102%。选择R6 = 7kΩ、C4 = 100pF，MAX15005内部振荡频率约为1MHz，外部同步时钟频率为2MHz。

 

当SYNC输入检测到同步信号的上升沿时，C4通过内部1.33mA (典型值)电流源放电。该电容(RTCT引脚)电压达到500mV时，C4通过R6充电(R6连接在VREG5引脚)，直到检测到下一个同步信号的上升沿。放电时间(TDISCHARGE)决定了稳压器的最小关断时间tOFF。如果时间小于160ms，则将最小tOFF钳制在160ns。实际上，假设充电时间(TCHARGE)为340ns (TP = 500ns)，RTCT电压升至：

 

(式24)

 

考虑到放电电流为615µA¹，在RTCT引脚增加的放电时间为：

 

(式25)

 

最小tOFF = 160ns对应的最大占空比为68%。当最大占空比受限制时(输入电压较低，这里为5V)，根据boost占空比公式(式20)，MAX15005在OUTA端能够提供的最大稳定电压是：

 

(式26)

 

此电压确保MAX16952在超出电压跌落条件限制时仍可正常工作。

 

 

合理选择电感值，以满足boost转换器的最小输出电流要求。为保证稳压器始终工作在连续模式，最小电感值为：

 

(式27)

 

此设计中，最差工作条件发生在VIN的最大输入电压(11.67V)下，对应占空比为37%。

配合8V、最小输出电流为1A、效率为90%的buck转换器工作时，boost转换器的最小输出功率为9.44W，对应的最小输出电流IOUTA(MIN)为538mA。综合这些因素，根据前面的公式计算得到1.32µH电感值。此设计中选择L1 = 2.2µH。

 

 

MAX15005在检流电阻的电压达到305mV时触发电流限制。因此，为了合理选择检流电阻，需首先计算boost电感的峰值电流：

 

(式28)

 

输入电压处于最小值时达到电感峰值电流，本应用中最小输入为5V，最大占空比为68%。按照之前的计算，boost输出电压(OUTA引脚)为15.23V，需要1.46A的IOUTA以支持MAX16952的功率需求。最恶劣的工作情况对应于电感电流峰值达到4.95A时，留出适当的裕量，选择检流电阻使得电感电流达到峰值时，压降为200mV：

 

(式29)

 

选择：R10 = 40MΩ。

 

 

在实验室进行冷启动测试，在10ms内将主电源输入(IN)从12V降到7V。如曲线图1所示，当输入电压降低时，MAX15005开始将OUTA充电至17.5V，以保证OUTB输出8V。另外，当输入电压恢复到正常电压时，MAX15005停止工作，OUTA输出电压降到正常的IN输入水平，在D2和L1上有较小压降。每次测试都基于2.5A的OUTB输出。

 

曲线图1

 

 

曲线图2和曲线图3分别描述了冷启动下降和上升阶段的状况。

 

曲线图2

 

 

曲线图3

 

 

 

基于示波器的FFT分析工具，冷启动下MAX16952开关节点LX_BUCK引脚的电压频谱如曲线图4 (IN电压下降阶段)和曲线图5 (IN电压电压上升阶段)。注意到频谱中包括2MHz频率，相关谐波为直流分量。没有低于2MHz的交流分量，避免对AM频带产生干扰。

 

曲线图4

 

 

曲线图5

 

 

对MAX15005开关节点LX_BOOST进行同样测试，用彩色表示2MHz频率、谐波和直流分量，在AM频带具有极低噪声。

 

曲线图6

 

 

曲线图7

 

 

 

为了优化效率，可以在MAX15005不工作时旁路D2肖特基二极管。当主电源处于正常电压范围时，利用一个N-MOSFET旁路D2。为降低电磁干扰，可以增加电阻(R8、R17、R18和R19)来降低在MOSFET栅极电压的摆率，当然，这会增大功耗，需要折中考虑。为了滤除MAX15005检测电流的毛刺，增加由C6和R9组成的RC滤波器。也可以通过增加R7电阻—来降低MAX15005电流门限阈值，以降低检流电阻R10的功耗。

本文来源于Maxim。