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如何通过高精度模数转换器的驱动来优化模拟前端?

发布时间:2020-08-23 责任编辑:lina

【导读】市场上的大多数高精度模数转换器都具有一个电容性‘采样与保持’片上放大器,其需要在每次转换前进行再充电。因此,通常采用外部运算放大器。不幸的是,采样电容器会降低放大器的稳定性,因此,放大器会在其输出显示低电平振铃。
 
市场上的大多数高精度模数转换器都具有一个电容性‘采样与保持’片上放大器,其需要在每次转换前进行再充电。因此,通常采用外部运算放大器。不幸的是,采样电容器会降低放大器的稳定性,因此,放大器会在其输出显示低电平振铃。从而很难在非常短的时间内(400毫微秒)为采样电容器进行再充电使其达到非常高的精度 (40 V)。本文将对此问题进行解释,并说明如何优化模拟前端。
 
大部分模数转换器的输入均可连接到采样电容器。在进行转换之前,电容器充电可达到输入电压(参见图1a)。输入开关关闭。在t0时,通过打开输入开关保持信号(图1b)。现在,转换器可以处理信号了。电容器(包括开关)通常称为‘采样与保持阶段。
 
如何通过高精度模数转换器的驱动来优化模拟前端?
图1:a) 采样及 b) 保持输入信号期间的采样与保持阶段
 
模数转换器的设计人员必须确定此电容器的容量。电容器容量越大,采样噪声(kT/C噪声)越低。不过,电容器需要在转换器的采样期间(采集时间)再充电。以下例子说明进行此操作的难度。
 
德州仪器公司 (TI) 推出的 ADS8361 是一款 500kHz的16 位模数转换器。其采样电容器的容量是20pF,采集时间大约为 400 ns。信号应至少建立到最低有效位 (LSB) 大小的一半,其可以根据满量程 (FSR) 进行计算:
 
1 LSB = FSR / 216
 
也可以使用此数据计算再充电过程所需的带宽 (f3dB):在采集时间内 (Ta=400ns),运算放大器必须建立到 LSB 的一半,对于16位转换器来说,其为满量程 (FSR)) 的1/216+1。如果输入信号Vin 在一次转换期间根据FSR改变到下一次转换,而且再充电是一阶指数曲线的话,则在电容器(Vc)的输入端收到以下电压:
 
如何通过高精度模数转换器的驱动来优化模拟前端?
 
如果驱动运算放大器的输出电流受到限制,则建立与时间不是指数关系,而是时间线性关系,运算放大器转换(图2)。这会增加建立时间。
 
如何通过高精度模数转换器的驱动来优化模拟前端?
图2:再充电电容性负载运算放大器的建立行为 (Settling behaviour)
 
再次假设两次转换输入信号的变量是满量程。对于 ADS8361 来说即为 5V。如果转换采用一半采集时间,则运算放大器的转换率 (SR) 必须至少为:
 
SR = 5V/0.2us=25V/us。
 
而且最大输出电流必须大于:
 
如何通过高精度模数转换器的驱动来优化模拟前端?
 
不幸的是,大多数放大器都存在电容性负载方面的问题。电容器旨在降低驱动放大器的相位裕度,并使其变得不稳定。因此,放大器的输出通常会出现某些振铃(图3)。
 
如何通过高精度模数转换器的驱动来优化模拟前端?
图3:振铃放大器的建立行为
 
其振铃一般很小,使用示波器不能观察到,但是利用模数转换器可以测量到。因此,DC 输入电压需要被施加到驱动运算放大器。在转换器的输入代码随不断增加的采集时间振荡时,则很可能放大器存在振铃。
 
为了防止放大器产生振铃,需要从电容器断开放大器。这可以通过在放大器与电容器之间放置电阻来实现(图4)。
 
如何通过高精度模数转换器的驱动来优化模拟前端?
图4:转换器的模拟前端
 
电阻的最大值 (Rmax) 可以利用在式 (1) 中计算得到的时间常数τ来计算:
 
τ = Rmax * C
 
Rmax =τ/ C = 1.7k Ω
 
请注意,替代电阻可以使用 RC 组合。此情况下,必须为上式中的内部电容器 C 增加一个外部电容器 Cex。另外,需要增加模数转换器的输入电阻 (ADC),其在大部分情况下都可以被忽略,因为转换器的输入电阻只有几欧姆。
 
此电阻可以带来其他优势,只要最大输出电流高于以下值,放大器就不会再转换:
 
Imax = FSR/R (= 5V/1.7k = 2.90mA)。 (3)
 
这使其建立行为更具有可预测性。
 
如果谐波失真 (THD) 是应用的重要规范的话,则最大电阻可能会受到应用的限制。
 
电阻器与采样电容器共同构成了一个低通滤波器。因此,在模数转换器的输出代码中只能看到低于公式 (2) 所计算的3dB频率的系统噪声的频谱。
 
另外,驱动放大器也会增加应用的噪声。为了确保其噪声不高于系统噪声,其总的均方根噪声应小于转换器的噪声。假设转换器的均方根噪声大约为 30uV。其与180uV 的峰至峰噪声相关(大约 ADS8361的2.5LSB)。利用公式 (2) 所计算的4.7MHz 带宽,放大器的噪声应该低于:
 
噪声 = 30uV/sqrt (4.7MHz) = 13.8nV/sqrt (Hz)
 
请注意,这只是一种粗略估算。由于低通滤波器只以20dB/十进制降低,使用模数转换器可以看到某些高于 3dB 的噪声。为了更好的估算,频率需要乘以 1.5。另外, ADS8361 具有差分输入。因此,会在正、负输入端注入噪声,其在算式中增加一个 sqrt(2) 因数:
 
噪声 = 30uV/(sqrt(2)*sqrt (4.7MHz*1.5) = 8nV/sqrt (Hz)。 (4)
 
此噪声与放大器的带宽无关(如果其带宽高于 3dB))。
 
对于 ADS8361 来说,可以使用 TI的 OPA227 放大器,为了增加裕度,外部电阻应低于 1.7kΩ(大约 1.2kΩ)。目前,放大器的统一增益带宽应等于或大于 RC (f3dB, RC = 1/(2πRC) = 6.6MHz) 3dB。最大输出电流应至少为 4.2mA(公式(3)),噪声应低于 6.7nV(公式(4))。OPA227 可以满足所有要求,并且以合理的价格提供卓越的偏移。OPA227 还可以为差分输入或多信道应用提供双运放或四运放版本。
 
模数转换器需要合适的模拟前端。如果不细心选择的话,就有可能增加噪声,出现低电平振荡,偏移会改变,而且也会影响线性。本文为优化模拟前端提供了指南,包括放大器的外部电阻、带宽及噪声。重要的是要牢记,某些应用可能会存在一些在这里没有考虑到的非常特殊的要求。
 
 
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